维普资讯 http://www.cqvip.com 维普资讯 http://www.cqvip.com ６Ｏ 北京印刷学院学报 边三角形的方法来实现，即各组二次侧的基本绕组 时，即为ＹｙＯ的联结，此时ａ一０。 （ｎ 、ｂ 、ｆ ）采用三角形，其移相绕组（ｎ 、ｂ 、ｆ ）在各 由图１的相量图中可以得到 三角形的顶点延伸出来，故称为延边三角形方式。 图１ 二次侧采用延边三角形移相的逆延联结及相量图 １）逆延联结方式。图１为其联结方式及相量 图。移相绕组是在各组基本绕组的反向端延出的， 设变压器一次二次绕组匝数分别为Ｎ 和Ｎ ，则二 次侧的基本绕组和移相绕组的匝数分别为（１一ｋ） Ｎ 和ｋＮ。，其中ｋ为绕组系数（Ｏ＜是＜１），则 ： 一 ｅ Ｎ２ ￣一 一 詈＋ ） （１） 一 一 ） ｆ Ｕｏ （２） ＼ ２一ｋＵ 式中，７＂ｌ为变压器的匝数比； 为输入的Ａ相 相电压（ ）； 为输入线电压（Ｖ）。由相量图及 （１）、（２）两式可得到变压器二次线电压为 一Ｕｏ— ２一ｎＵＡ—ｋｎＵＢ一 （１＋ｋＰ晴）ＵＡ一 （３） ＿＝＝７ｌ＂（１＋ 砖） 片 √３ 由图１的变压器的二次侧线电压合成的小三 角形中，可以得到如下数量关系： ａａｓｉｎ 一ｕ ｓｉｎ（— 一 ） （４） 将式（１）和（２）代入（４）并化简，可以得到： 是一 一 （５） ｓｉｎ（号一 ）ｓｉｎ（詈－ｏ） 式中， 为二次线电压超前于一次相电压的相 位角；ａ为二次线电压超前于一次线电压的相位角。 由于ｏ＜是＜１，由式（５）可知：一要＜ａ＜ｏ。故 采用此种接法，可以实现变压器的二次侧线电压滞 后于一次线电压３Ｏ。到０。区间内任意一个角度。当 ｋ一０时，即为Ｙｄｌ的联结，此时ａ一一７ｃ／６，当ｋ一１ 一 ＩＵａＣＯＳＯ＋Ｕｂ２ ＣＯＳ（号一 ）Ｊｅ 一 訾ｃｏｓＯ＋ｋｃｏｓ（詈一 ）Ｐ ’ 则变压器的匝数比为 一 ＝ 堂 ＝ （７） ｕ Ｉ ｃ。ｓ ＋是ｃ。ｓ（号一 ）Ｊ 在实际设计中，可先根据需要超前的角度值由 式（５）计算出ｋ值，再根据一次输入电压以及设计 需要的二次电压值由式（７）计算出二次侧基本绕组 和移相绕组与一次绕组的匝比。 例如，当需要设计一组二次电压比一次电压滞 后３．７５。（ 一２６．２５。），并且一次输入电压为６ｋＶ， 二次输出电压为４００Ｖ时，可以计算得到ｋ一 ０．７９６， 一０．０７４１，基本绕组和移相绕组与一次绕 组的匝比分别为：１：０．０１５１和１：０．０５９０。 ２）顺延联结方式。图２为其联结方式及其相 量图，图中各移相绕组的延伸方向正好与图１相 反，采用这种联结，可以实现二次线电压比一次线 电压超前Ｏ。～３Ｏ。区间内任意一个角度。如同逆延 联结方式的分析过程，可以得到绕组系数ｋ的表 达式： ｋ一ｓ—ｉｎ（ 詈一 ） 由于Ｏ＜是＜１，由式（８）可知：Ｏ＜ａ＜￣／６。故采 用此种联结，可以实现二次线电压比一次线电压超 前３Ｏ。～６Ｏ。区间内任意一个角度。当ｋ一０时，即 为Ｙｄｌ的联结，此时ａ一７ｃ／６，当ｋ一１时，即为ＹｙＯ 的联结，此时ａ一０。 图２二次侧采用延边三角形移相的顺延联结及相量图 由图２的相量图可以得到 ：ＩＵ￣２ ｃｏｓＯ＋Ｕ棚ｓ（号一 ） 一 …ｓ（ 维普资讯 http://www.cqvip.com 第２期 续明进，张皓，董武：级联式多电平高压变频器多重化整流的分析与设计 ６１ 图３ ８组采用延边三角形移相的Ｙｄ联结相量图 则变压器的匝数比为： 一———＝—————ｕ ｓ ＋ｃ。ｓ（——詈一 ）＿＝ ］ （１０） 在设计时，可根据需要超前的角度值、一次输 入电压以及设计需要的二次电压值由式（８）、（１０） 计算二次基本绕组、移相绕组与一次绕组的匝数 比。如需要设计一组二次电压比一次电压超前 ３．７５。（ 一３３．７５。），一次输入电压为６ｋＶ，二次输出 电压为４００Ｖ时，可求得ｋ一０．７９６， 一０．０７４１，基 本绕组和移相绕组与一次绕组的匝比分别为： １：０．０１５１和１：０．０５９０。 ２ 级联式多电平高压变频器所用的隔离变 压器移相设计 ６ｋＶ、ｌＯｋＶ电压等级的高压变频器，通常每相 串联的功率单元为５～８个，现以每相８相单元为 例进行隔离变压器的设计。该高压变频器结构中， 变压器共有２４组二次绕组，如将同一层的单元所 对应的变压器二次绕组采用相似的联结（即接成同 一个移相角），２４组二次绕组可分成为８大组，每组 间的相位差为６０。／８—７．５。，其相量图如图３所示。 当变压器一次侧为Ｙ联结，线电压为６ｋＶ，二次绕 组为延边三角形移相联结，输出线电压为４００Ｖ时， 其相关参数见表１。 表１ 延边三角形８组移相相关参数计算 一相位差ａ／（。）次二次电压 ＋袋 立 ＋ 匝数比 ” 系数 绕组 基本绕组（１ ）” 移相绕组 ” 上述做法是将３个功率单元作为一组，组内相 位相同，组间相差７．５。，从而形成８组移相的４８脉 波多重化整流方式。另外一种做法是使２４个功率 单元中每个单元的相位均不相同，即移相２．５。，从 而形成２４组移相的１４４脉波多重化整流方式。后 一种做法，可以使输入谐波更小，且绕组细化，也能 节约一些铜材，但是变压器加工稍复杂。 由于变压器加工和设计中各组绕组匝数应为 整数，所以上述理论值在实际加工时可能会出现保 证了移相角一致性就无法保证输出电压值一致性， 或者保证了输出电压值一致性就无法保证移相角 一致性的情况，实际加工中需均衡考虑。 ３ 变压器为Ｙｄ联结时八重化整流电路电 流谐波分析 当采用图３所示的变压器联结时，可以形成４８脉 波的八重化整流方案。该联结中，各组二次线电压比 一次线电压超前的相位可以用一个通用表达式表示为 ａ一— 一‘一 ・ 一— 一丌襄一 丌 Ｌ… ¨ 式中，ｍ一一４、一３、一２、一１、０、１、２、３，共为８ 组，分别对应于图３中的Ｕ曲 、Ｕ ：、Ｕ 。、Ｕ 、Ｕ 、 Ｕ∞６、Ｕ∞７、Ｕ曲８。 设上述８组二次侧的ａ相电流ｉ 折合到一次侧 的Ａ相电流为ｉ ，将其分解为傅里叶级数，可得： ＋＋ 一 ∑ ［－ｓｉｎ（６ｋ±１） ＋６ｋａ］ （１２） 事实上，各次电流的抵消与否完全由其相位角 （６ｋａ）决定，当两组中的同次谐波的相位相差１８０。 时，则该两组的该次谐波电流相互抵消。当采用４８ 脉波整流时，各二次电流折合到一次侧分量中的各 次电流的相位角见表２。由表２得 ６ｋａ—ｋ—２ｍ＋ ｌ ７ｃ （１３） 表２各次电流的相位 ６ｋａ（弧度） 维普资讯 http://www.cqvip.com